Меню

Бутстрепное питание драйвера что это



Бутстрепный конденсатор в схеме управления полумостом

Интегральные микросхемы — драйверы полумостов, такие как, например, IR2153 или IR2110, предполагают включение в общую схему так называемого бутстрепного (отделенного) конденсатора для независимого питания цепи управления верхним ключом.

Пока нижний ключ открыт и проводит ток, бутстрепный конденсатор оказывается подключен через этот открытый нижний ключ к минусовой шине питания, и в это время он может получать заряд через бутстрепный диод прямо от источника питания драйвера.

Когда нижний ключ закрывается, бутстрепный диод перестает подавать заряд в бутстрепный конденсатор, так как конденсатор в тот же момент оказывается отключен от минусовой шины, и теперь может функционировать как плавающий источник питания для схемы управления затвором верхнего ключа полумоста.

Такое решение вполне оправдано, ведь зачастую требуемая для управления ключом мощность относительно невелика, и расходуемая энергия может просто периодически пополняться от низковольтного источника питания драйвера прямо в процессе работы силового блока. Ярким примером может служить выходной НЧ каскад практически любого маломощного инвертора 12-220.

Что касается емкости бутстрепного конденсатора, то она должна быть ни слишком большой (чтобы успеть целиком перезарядиться за время, пока нижний ключ открыт) и ни слишком малой, чтобы не только не разрядиться об элементы схемы раньше времени, но и иметь возможность постоянно удерживать достаточное количество заряда без заметной просадки напряжения, чтобы этого заряда с лихвой хватило на цикл управления верхним ключом.

Поэтому при расчете минимальной емкости бутстрепного конденсатора во внимание принимают следующие значимые параметры: величину заряда затвора верхнего ключа Qg, ток потребления выходного каскада микросхемы в статическом режиме Is, падение напряжения на бутстрепном диоде Vbd.

Ток потребления выходного каскада микросхемы можно принять с запасом — Is = 1мА, а падение напряжения на диоде принять равным Vbd = 0,7В. Что касается типа конденсатора, то это должен быть конденсатор с минимальным током утечки, иначе ток утечки конденсатора придется тоже брать в расчет. На роль бутстрепного хорошо подойдет танталовый конденсатор, поскольку конденсаторы данного типа имеют наименьший ток утечки из прочих электролитических собратьев.

Пример расчета

Допустим, нам необходимо подобрать бутстрепный конденсатор для питания цепи управления верхним ключом полумоста, собранного на транзисторах IRF830, и работающего на частоте 50 кГц, причем заряд затвора верхнего ключа (напряжение управления с учетом падения напряжения на диоде составит 11,3В) при данном напряжении составит 30 нКл (полный заряд затвора Qg определяем по datasheet).

Пусть пульсация напряжения на бутстрепном конденсаторе не превысит dU=10 мВ. Значит к максимально допустимому изменению напряжения на бутстрепном конденсаторе за один цикл работы полумоста должны привести два основных потребителя: непосредственно микросхема и затвор управляемого ею полевика. После чего конденсатор будет перезаряжен через диод.

Цикл отработки микросхемы длится 1/50000 секунд, значит при потреблении в статическом режиме 1 мА рассеянный микросхемой заряд будет равен

Qмикросхемы=0,001/50000 = 20 нКл.

Qзатвора = 30 нКл.

При отдаче этих зарядов, напряжение на конденсаторе не должно измениться более чем на 0,010 мВ. Тогда:

Для нашего примера:

Cбут=60нкл/0,010В = 6000 нф = 6,0 мкф.

Выберем конденсатор емкостью 10 мкф 16 В, танталовый. Некоторые разработчики рекомендуют умножать минимальную емкость конденсатора на 5-15, чтобы наверняка хватило. Что касается бутстрепного диода, то он должен быть быстродействующим и выдержать максимальное напряжение силовой части полумоста в качестве обратного.

Источник

Бутстрепный методе управления силовыми ключами

Атеперь мы поговорим о бутстрепном методе управления силовыми ключами, реализованном в большинстведрайверных микросхем фирмы «International Rectifier». Поможет нам в этом рис. 2.3.10. Итак, заряд, накапливаемый в бутстрепном конденсаторе Сь, имитирует «плавающий» источник питания, который обеспечивает энергией ту половинудрайвеpa, которая относится к «верхнему» плечу силового транзистора. Посколькудрайвер построен на полевых элементах, суммарная мощность, расходуемая на управление, незначительна и может быть быстро пополнена из источника питания. В динамическом режиме работы «плавающий» источник заменяется конденсатором соответствующей емкости, подзаряжающимся от источника питания драйвера.

Когдатранзистор «нижнего» плеча проводитток, истоктранзистора «верхнего» плеча оказывается замкнутым на «общий» провод, и бутстрепный диод VDb, открываясь, заряжает конденсатор Сь (рис. 2.3.11, а).

Читайте также:  Питание светодиодных лент 12в

Рис. 2.3.11. Пояснение работы бутстрепного каскада

Далее, когда транзистор «нижнего» плеча закрывается и начинает открываться транзистор «верхнего» плеча, диод VDb оказывается подпертым потенциалом питания силовой схемы, и схема управления «верхним» плечом питается исключительно разрядным током конденсатора Сь (рис. 2.3.11 б). Таким образом, бутстрепный конденсатор постоянно «гуляет» между «общим» схемы и проводником силового питания Um.

Величина бутстрепной емкости должна быть выбрана расчетным путем. Слишком маленькая емкость может разрядиться раньше времени и закрыть транзистор «верхнего» плеча. Слишком большая емкость может не успевать заряжаться. Основные факторы, влияющие на разряд бутстрепной емкости: величина заряда затвора силового транзистора Qg, ток потребления выходного каскададрайвера в статическом режиме Iqbs, циклическое изменение заряда драйвера QIS (составляет 5 нКл для 600-вольтовыхдрайверов и 20 нКл для 1200-вольтовых), ток утечки затвора Igss, ток утечки Icbs бутстрепного конденсатора Сь. Минимальный заряд бутстрепного конденсатора определяется из выражения:

Разработчики рекомендуют применять в бутстрепных схемах конденсаторы с возможно малым током утечки (идеальный вариант — танталовые конденсаторы). Кроме того, величина тока утечки затвора мала, поэтому перечисленные факторы учитывать нет смысла — их вклад минимален. С учетом выражения (2.3.1) мы можем записать расчетную формулу для определения емкости бутстрепного конденсатора:

где U^ — напряжение питания схемы управления;

Uf — падение напряжения на бутстрепном диоде (типовое значение — 0,8…1,0 В);

Полученное значение бутстрепной емкости является минимальным. Чтобы минимизировать риск от ненадежной работы схемы, разработчики рекомендуют умножить полученный результат на коэффициент 10…15.

Бутстрепный диод должен выдерживать обратное напряжение не менее, чем (i7in+ £^сс). Кроме того, он должен иметь возможно меньший обратный ток и хорошие характеристики обратного восстановления. Рекомендуемое время обратного восстановления бутстрепного диода не должно превышать 100 нс.

Источник: Семенов Б. Ю. Силовая электроника: профессиональные решения. — М.: СОЛОН-ПРЕСС, 2011. — 416 c.: ил.

Источник

Драйвер верхнего плеча MOSFET транзистора

В работе [12] предложены возможные схемные решения управления затвором «-канального MOSFET транзистора верхнего плеча, такие как:

  • — драйвер с «плавающим» источником питания;
  • — импульсный трансформатор;
  • — зарядовый насос;
  • — драйвер с бутстрепным питанием (bootstrap).

При схемотехническом моделировании предпочтение было отдано простому и дешевому решению драйвера с бутстрепным питанием (рис. 9.6), широко используемого в интегральных драйверах ряда фирм, таких как International Rectifier, Agilent Technologies (Hewlett Packard), EUPEC, SEMIKRON. Бутстрепная цепочка VD1 и Cl позволяет создать достаточное большое положительное напряжение затвор — исток для полного отпирания канала мощного МДП или IGBT транзистора.

Рис. 9.6. Функциональная схема силового ключа с бутстрепным питанием

Устройство работает следующим образом. Когда транзистор VT1 закрыт, напряжение на нагрузке близко к потенциалу земли, а конденсатор С1 заряжается при этом почти до напряжения ЕП источника питания (за вычетом прямого падения напряжения на VD1). Когда на транзистор VT1 приходит отпирающий сигнал напряжение на конденсаторе С1 обеспечивает дополнительное питание драйвера.

Каскад сдвига уровня позволяет преобразовать логический сигнал управления, привязанного к общей шине, в управляющее напряжение затвора относительно истока. При этом напряжение на затворе транзистора VT1 остается все время выше напряжения на его истоке (до установления на истоке напряжения, равного напряжению источника питания) на величину, равную начальному напряжению на конденсаторе С1. Периодическое переключение транзистора VT1 подзаряжает конденсатор С1 прежде чем напряжение на затворе заметно упадет из-за разрядки конденсатора токами утечки обратно смещенного диода VD1.

Схема для исследования драйвера с бутстрепным питанием показана на рис. 9.7.

Рис. 9.7. Схема для моделирования драйвера с бутстрепным питанием

Ключ на MOSFET транзисторе Q1 включен последовательно с нагрузкой R4 и переключает напряжение питания источника V2. Источник VI управляющих сигналов с логическими уровнями формирует импульсы заданной частоты (100 кГц) на вход каскада сдвига уровней, выполненный на транзисторе Q4. На комплементарных транзисторах Q2 и Q3 выполнен усилитель тока, обеспечивающего быструю зарядку емкости затвора MOSFET ключа. Резистор R3 ограничивает выходной ток драйвера. Питание драйвера осуществляется от бутстрепной цепочки Dl, С1.

Читайте также:  Продукты для питания при сахарном диабете 2 типа

При высоком логическом сигнале генератора VI транзистор Q4 открыт, затвор транзистора Q1 находится под потенциалом, близким к потенциалу земли: транзистор Q1 закрыт, конденсатор С1 заряжается при этом почти до напряжения источника питания. С приходом низкого логического сигнала транзистор Q4 запирается, что приводит к нарастанию напряжения на затворе Ш транзистора Q1 до напряжения источника питания минус падение напряжения на диоде D1 и плюс напряжение на бут- стрепном конденсаторе С1, которое обусловлено зарядом емкости в предыдущем цикле и практически равно напряжению питания U3=En— Ufl+Ucl. Повторное переключение транзистора Q1 произойдет раньше, чем напряжение на затворе заметно уменьшится вследствие разрядки конденсатора С1 малыми токами утечки обратно смещенного диода D1 и запертого транзистора Q2.

Транзистор силового ключа Q1 был выбран из библиотеки INTRNTNL (мощные транзисторы), а маломощные MOSFET транзисторы из библиотеки ZETEX (средней мощности).

В [58] представлена методика для расчета величины бутстрепной емкости. Результаты выполненного моделирования подтвердили, что для выбранного транзистора irflOlOn в диапазоне частот F от 20 кГц до 100 кГц величина бутстрепной емкости составила 10 нФ. Результаты моделирования приведены на рис. 9.8. Осциллограф контролировал напряжения на нагрузке и на затворе ключа.

Рис. 9.8. Осциллограммы — (верхняя) напряжение на затворе, (нижняя) — на нагрузке: a) F=10 кГц; б) F=20 кГц; в) F=100 кГц

В нижней границе частотного диапазона отчетливо виден спад вершины импульса на затворе (верхняя осциллограмма). На частотах 10 кГц и ниже этот спад приводит к неустойчивой работе силового ключа (нижняя осциллограмма) (рис. 9.8, а). На частоте Г=20кГц спад присутствует, но уже не влияет на работу ключа.

Рис. 9.9. Драйвер верхнего ключа с бутстрепным питанием: а) условно-графическое изображение (УГО); б) схема драйвера; в) схема включения драйвера

В программе EWB имеется возможность создания многоуровневых схем — Create Subcirquit, когда выделенную часть схемы можно свернуть в подсхему — Subcirquit, и использовать как обычный библиотечный элемент (заказная интегральная схема) в библиотеке Favorites (рис. 9.9). Схема включения драйвера с использованием компонента Driver_H приведена на рис. 9.9, в.

Источник

Выбор бустрепных компонентов для управляющих ИС

1. Работа бустрепного контура

Напряжение VBS (разность напряжений на выводах Vb и Vs управляющих ИС) обеспечивает питание контура драйвера верхнего уровня управляющих ИС.

Напряжение этого питания должно находиться в диапазоне 10 — 20 В, чтобы управляющая ИС могла обеспечить полное насыщение управляемого ею полевого транзистора (МОП ПТ).

Некоторые из управляющих ИС International Rectifier включают схемы детектирования пониженного напряжения VBS для гарантирования того, что ИС не запустит МОП ПТ, если напряжение VBS упадет ниже определенного уровня ( значение VBSUV в справочных листах). Это предотвратит работу МОП ПТ в режиме рассеяния большой мощности.

Это напряжение питания VBS является плавающим напряжением, привязанным к верхнему уровню напряжения VS (которое в большинстве случаев имеет форму высокочастотных прямоугольных импульсов).

Существует много способов генерации плавающего напряжения VBS, одним из которых является описанный здесь бустрепный метод. Этот метод имеет преимущества вследствие простоты и дешевизны реализации, однако на его применение накладываются некоторые ограничения, скважность и время включения ограничены требованиями подзарядки бустрепного конденсатора (длительное время включения и высокие коэффициенты заполнения требуют наличия схемы зарядового насоса -см. статью по применению А N 978).

Бустрепный источник питания формируется комбинацией диода и конденсатора ( как показано на рис.1).

Рис. 1. Бустрепный контур диод/конденсатор для управляющих ИС фирмы IR

Схема работает следующим образом. Когда VS понижается до потенциала земли (из-за МОП ПТ нижнего уровня или вследствие нагрузки, в зависимости от конфигурации схемы) бустрепный конденсатор (Cbs) заряжается через бустрепный диод (DBS) от источника питания 15 В (VCC). Таким образом обеспечивается требуемая величина VBS.

2. Факторы влияющие на бустрепный источник питания

Существует пять влияющих факторов определяющих требования по питанию от СBS конденсатора.

Это:

  1. Заряд затвора необходимый для насыщения МОП ПТ.
  2. Igbs — ток покоя для контура драйвера верхнего уровня.
  3. Токи в схеме сдвига уровня управляющей ИС.
  4. Прямой ток утечки затвор-исток МОП ПТ.
  5. Ток утечки бустрепного конденсатора .
Читайте также:  Нормы питания детей от года до полутора лет

Фактор 5 относится только к случаю, когда конденсатор является электролитическим и может быть проигнорирован при использовании других типов конденсаторов. Поэтому всегда лучше по возможности использовать не электролитический конденсатор.

3.Расчет номинала бустрепного конденсатора

Следующее уравнение опеределяет минимальный заряд, необходимый для питания бустрепного конденсатора:

QbS = 2Qg + I qbs (max) + Qls + I Cbs (ут.) ( 1 )
———————- ———————-
f f

где Qg — заряд затвора МОП ПТ верхнего уровня I cbs (ут) — ток утечки бустрепного конденсатора Qls — заряд сдвига уровня необходимый для одного цикла = 5 нК (500 В/600 В ИС) или 20 нК (1200 В ИС)

Бустрепный конденсатор должен быть в состоянии обеспечить этот заряд и сохранить свое полное напряжение, иначе будут наблюдаться значительные пульсации напряжения Vbs, которое может упасть ниже порога срабатывания Vbsuv, что приведет к прекращению управления через выход НО.

Поэтому, заряд конденсатора должен Cbs должен минимум вдвое превышать значение, полученное из уравнения (1). Минимальное значение емкости конденсатора может быть рассчитано из уравнения (2):

C > 2 [ 2Qg + Iqbs (max) + Qls + Icbs (ут.) ] (2)
————- ————-
f f
————————————————————
Vcc — Vf — VLS

где Vf — прямое падение напряжения на бустрепном диоде V LS — падение напряжения на МОП ПТ низкого уровня (или на нагрузке для драйвера верхнего уровня).

Значение емкости конденсатора Cbs , полученное из уравнения (2), является минимально необходимым, однако, из-за принципа работы бустрепного контура, использование конденсатора с низкими значениями номинала может привести к перезаряду, что в свою очередь может повлечь выход из строя ИС.

Поэтому, для того, чтобы свести к минимуму риск перезаряда, а также уменьшить пульсации напряжения Vbs, значение Cbs, полученное из уравнения (2), следует умножить на 15 (чисто практический метод).

Конденсатор Cbs заряжается только тогда, когда выключен транзистор верхнего уровня, а напряжение Vs падает до потенциала земли. Поэтому, время включения ключа нижнего уровня (или время выключения ключа верхнего уровня для драйвера верхнего уровня) должно быть достаточным для того, чтобы заряд при разрядке конденсатора Cbs драйвером верхнего уровня мог быть полностью восстановлен. Следовательно, имеется, по-существу, минимальное время включения ключа нижнего уровня ( или время выключения ключа верхнего уровня в драйвере верхнего уровня). Кроме того, в конфигурации ключа верхнего уровня, где нагрузка является частью цепи движения заряда, импеданс нагрузки может оказывать значительный эффект на зарядку бустрепного конденсатора Cbs — если импеданс нагрузки слишком велик, то конденсатор будет не в состоянии зарядиться до достаточной величины и тогда может потребоваться схема зарядового насоса (см. статью по применению А N 978).

4. Выбор бустрепного диода

Бустрепный диод (Dbs) необходим для того, чтобы можно было блокировать полное напряжение шины источника питания, которое образуется, когда включается транзистор верхнего уровня. Это должен быть диод с быстрым восстановлением для минимизации величины заряда, поступающего обратно из бустрепного конденсатора в источник питания Vcc , а также важна величина тока утечки при высокой температуре, если конденсатор должен сохранять заряд в течение длительного периода времени. Номинальное значение тока диода получают произведением заряда, рассчитанного из уравнения (1) и частоты переключения.

Характеристики диода:

VRRM = напряжению шины источника питания
max trr = 100 нс
IF = Qbs f

5. Советы по топологии контура

Бустрепный конденсатор должен быть всегда размещен как можно ближе к выводам ИС (как показано на рисунке 2):

Рис.2. Рекомендуемая схема расположения бустрепных компонентов

Наконец для обеспечения хорошей локальной развязки должен быть использован по меньшей мере один конденсатор ESR (эквивалентного последовательного сопротивления) с низкими значениями емкости и других параметров, например, если в качестве бустрепного конденсатора используется алюминиевый электролитический конденсатор, то вблизи выводов ИС должен находиться отдельный керамический конденсатор.

Если же в качестве бустрепного конденсатора используется керамический или танталовый конденсатор, то этого уже само по себе достаточно для локальной развязки.

Источник